kategorier: Udvalgte artikler » Praktisk elektronik
Antal visninger: 368329
Kommentarer til artiklen: 5
Ordninger med amatørfrekvensomformere
Et af de første inverterkredsløb til drift af en trefasemotor blev offentliggjort i Radiomagasinet nr. 11 fra 1999. Skemaudvikler M. Mukhin var på det tidspunkt studerende i klasse 10 og var engageret i en radiokreds.
Konverteren var beregnet til at drive den miniatyr trefasede motor DID-5TA, der blev brugt i maskinen til boring af trykte kredsløbskort. Det skal bemærkes, at driftsfrekvensen for denne motor er 400Hz, og forsyningsspændingen er 27V. Derudover blev motorens midtpunkt (ved tilslutning af viklingerne med en "stjerne") bragt ud, hvilket gjorde det muligt ekstremt at forenkle kredsløbet: Det tog kun tre udgangssignaler, og hver fase krævede kun en udgangsnøgle. Generatorkredsløbet er vist i figur 1.
Som det fremgår af diagrammet, består konverteren af tre dele: en trefasesekvensimpulsgenerator-generator på DD1 ... DD3-mikrokredsløb, tre taster på sammensatte transistorer (VT1 ... VT6) og den faktiske elektriske motor M1.
Figur 2 viser tidsdiagrammerne for impulser genereret af generatorgeneratoren. Masteroscillatoren er lavet på DD1-chippen. Ved hjælp af modstand R2 kan du indstille den ønskede motorhastighed samt ændre den inden for visse grænser. Mere detaljeret information om kredsløbet findes i ovenstående log. Det skal bemærkes, at sådanne generatorer ifølge moderne terminologi kaldes controllere.
Figur 1
Figur 2. Tidsdiagrammer over generatorimpulser.
Baseret på controller A. Dubrovsky fra byen Novopolotsk, Vitebsk-regionen. Designet af et frekvensomformer til en motor, der er drevet af 220V AC, blev udviklet. Kredsløbsdiagrammet blev offentliggjort i tidsskriftet Radio 2001. Nummer 4.
I dette skema, praktisk talt uændret, bruges den netop gennemgåede controller i henhold til skemaet fra M. Mukhin. Udgangssignalerne fra elementerne DD3.2, DD3.3 og DD3.4 bruges til at styre udgangstasterne A1, A2 og A3, som den elektriske motor er forbundet til. Diagrammet viser nøglen A1, resten er identiske. Et komplet diagram over enheden er vist i figur 3.
Figur 3
Tilslutning af motoren til udgangen fra en trefaset omformer
For at gøre dig bekendt med motorens forbindelse til udgangstasterne er det værd at overveje et forenklet diagram vist i figur 4.
Figur 4
Figuren viser motoren M, styret af tasterne V1 ... V6. Halvlederelementer til forenkling af kredsløbet vist i form af mekaniske kontakter. Den elektriske motor drives af en konstant spænding Ud opnået fra ensretteren (ikke vist på figuren). I dette tilfælde kaldes tasterne V1, V3, V5 øvre, og tasterne V2, V4, V6 nedre.
Det er helt åbenlyst, at åbningen af de øverste og nederste taster på samme tid, nemlig med parene V1 & V6, V3 & V6, V5 & V2, er fuldstændig uacceptabel: en kortslutning vil forekomme. Derfor for den normale drift af et sådant nøgleskema er det bydende nødvendigt, at den øvre nøgle allerede er lukket, når den nederste nøgle åbnes. Med henblik herpå danner controllerne en pause, ofte benævnt en "død zone".
Størrelsen af denne pause er sådan, at det sikres garanteret lukning af effekttransistorer. Hvis denne pause er utilstrækkelig, er det muligt at åbne øverste og nederste taster kort på samme tid. Dette får output-transistorer til at varme, hvilket ofte fører til deres fiasko. Denne situation kaldes gennem strømme.
Lad os vende tilbage til kredsløbet vist i figur 3. I dette tilfælde er de øverste kontakter transistorer 1VT3 og de nederste 1VT6. Det er let at se, at de nederste taster er galvanisk forbundet med kontrolenheden og hinanden.Derfor føres styresignalet fra udgangen 3 fra elementet DD3.2 gennem modstanderne 1R1 og 1R3 direkte til basen af den sammensatte transistor 1VT4 ... 1VT5. Denne sammensatte transistor er intet andet end en nøgle-driver. Nøjagtigt også fra elementerne DD3, DD4 styres de sammensatte transistorer i den nederste nøgle-driver af kanalerne A2 og A3. Alle tre kanaler drives af den samme ensretter. på diodebroen VD2.
De øverste taster for galvanisk kommunikation med en fælles ledning og kontrolanordning har derfor ikke for at kontrollere dem ud over driveren på en sammensat transistor 1VT1 ... 1VT2, en ekstra optokoppler 1U1 måtte installeres i hver kanal. Udgangsoptokopplertransistoren i dette kredsløb udfører også funktionen af en ekstra inverter: når udgangen 3 fra DD3.2-elementet er et højt niveau, er transistoren for den øverste switch 1VT3 åben.
En separat ensretter 1VD1, 1C1 bruges til at give strøm til hver top-key driver. Hver ensretter drives af en individuel transformatorvikling, som kan betragtes som en ulempe ved kredsløbet.
Kondensatoren 1C2 tilvejebringer en nøglekontaktforsinkelse på ca. 100 mikrosekunder, optokoppleren 1U1 giver den samme mængde og danner derved den førnævnte "døde zone".
Er frekvensregulering nok?
Med et fald i frekvensen af forsynings vekslende spænding falder motorens viklingers induktive modstand (husk bare den induktive modstandsformel), hvilket fører til en stigning i strømmen gennem viklingerne og som et resultat til overophedning af viklingerne. Statormagnetkredsløbet er også mættet. For at undgå disse negative konsekvenser, når frekvensen falder, skal den effektive værdi af spændingen på motorviklingerne også reduceres.
En måde at løse problemet på amatørchastotniks blev foreslået til at regulere denne mest effektive værdi ved hjælp af LATR, hvis bevægelige kontakt havde en mekanisk forbindelse med en variabel modstand af frekvensregulatoren. Denne metode blev anbefalet i artiklen af S. Kalugin, "Afslutning af hastighedsregulatoren for trefasede asynkronmotorer". Tidsskrift for Radio 2002, nr. 3, s. 31.
Under amatørforhold viste den mekaniske enhed sig at være kompleks og vigtigst af alting upålidelig. En enklere og mere pålidelig måde at bruge en autotransformator blev foreslået af E. Muradkhanian fra Yerevan i Radiomagasinet nr. 12 2004. Et diagram over denne enhed er vist i figur 5 og 6.
Netspændingen på 220V tilføres autotransformatoren T1 og fra dens bevægelige kontakt til ensretterbroen VD1 med et filter Cl, L1, C2. Ved filterets udgang opnås en variabel konstant spænding Ureg, der bruges til at drive motoren selv.
Figur 5
Spændingen Ureg gennem modstanden R1 leveres også til masteroscillatoren DA1, lavet på chippen KR1006VI1 (importeret version NE555). Som et resultat af denne forbindelse forvandles en konventionel firkantbølgenerator til en VCO (spændingsstyret generator). Med en stigning i spænding Ureg øges derfor også frekvensen af generatoren DA1, hvilket fører til en stigning i motorhastigheden. Med et fald i spænding Ureg falder masteroscillatorens frekvens også proportionalt, hvilket undgår overophedning af viklingerne og overmættelsen af statormagnetkredsløbet.
Figur 6
I samme tidsskriftartikel tilbyder forfatteren en variant af masteroscillatoren, som giver dig mulighed for at slippe af med brugen af en autotransformator. Generatorkredsløbet er vist i figur 7.
Figur 7
Generatoren er lavet på den anden trigger på DD3-chippen, i diagrammet er den betegnet som DD3.2. Frekvensen indstilles af kondensator Cl, frekvensen styres af en variabel modstand R2. Sammen med frekvensstyringen ændres også pulsvarigheden ved generatorudgangen: når frekvensen reduceres, falder varigheden, så spændingen på motorviklingerne falder. Dette kontrolprincip kaldes pulsbreddemodulation (PWM).
I det amatørkredsløb, der overvejes, er motoreffekten lille, motoren drives af rektangulære impulser, så PWM er ganske primitiv. Virkelig industrielle frekvensomformere højeffekt PWM er designet til at generere næsten sinusformet spænding ved udgangen, som vist i figur 8, og til at implementere arbejde med forskellige belastninger: ved konstant drejningsmoment, ved konstant effekt og ved ventilatorbelastning.
Figur 8. Formen på udgangsspændingen i en fase i en trefaset inverter med PWM.
Strøm del af kredsløbet
Moderne brandede chastotniks har output MOSFET- eller IGBT-strømtransistorerspecielt designet til drift i frekvensomformere. I nogle tilfælde kombineres disse transistorer til moduler, hvilket generelt forbedrer ydeevnen for hele strukturen. Disse transistorer styres ved hjælp af specialiserede drivermikrokredsløb. I nogle modeller er drivere tilgængelige integreret i transistormoduler.
I øjeblikket er de mest almindelige chips og transistorer International Rectifier. I det beskrevne skema er det meget muligt at bruge IR2130- eller IR2132-driverne. I et tilfælde af en sådan chip er der seks drivere på én gang: tre for den nederste nøgle og tre for den øverste, hvilket gør det nemt at samle et trefaset broudgangstrin. Ud over hovedfunktionen indeholder disse drivere også flere yderligere, fx beskyttelse mod overbelastning og kortslutning. Mere detaljeret information om disse drivere findes i databladets tekniske beskrivelser for de respektive chips.
Med alle fordelene er den eneste ulempe ved disse mikrokredsløb deres høje pris, så forfatteren af konstruktionen gik en anden, enklere, billigere og på samme tid anvendelig måde: specialiserede drivermikrokredsløb blev erstattet af integrerede timerchips KR1006VI1 (NE555).
Udgangstaster på integrerede tidtagere
Hvis vi vender tilbage til figur 6, kan vi se, at kredsløbet har udgangssignaler for hver af de tre faser, betegnet som “H” og “B”. Tilstedeværelsen af disse signaler muliggør separat kontrol af de øverste og nederste taster. Denne adskillelse giver dig mulighed for at oprette en pause mellem omskiftningen af de øverste og nederste taster ved hjælp af kontrolenheden i stedet for selve tasterne, som vist i diagrammet i figur 3.
Kredsløbet for udgangstasterne ved hjælp af KR1006VI1 (NE555) mikrokredsløb er vist i figur 9. Naturligvis er der brug for tre kopier af sådanne nøgler til en trefasekonverter.
Figur 9
Som drivere til de øverste (VT1) og nedre (VT2) nøgler bruges KR1006VI1 mikrokredsløbene, som er inkluderet i henhold til Schmidt-udløsersystemet. Med deres hjælp er det muligt at opnå en pulsportstrøm på mindst 200 mA, hvilket gør det muligt at opnå en tilstrækkelig pålidelig og hurtig kontrol af udgangstransistorer.
Chips på de nederste taster DA2 har galvanisk forbindelse med + 12V strømforsyningen og følgelig med styreenheden, så de drives fra denne kilde. Mikrochips af de øverste taster kan drives på samme måde som vist i figur 3 ved hjælp af yderligere ensrettere og separate viklinger på transformeren. Men i dette skema bruges en anden, såkaldt "rask" ernæringsmetode, hvis betydning er som følger. DA1-mikrokredsløbet modtager strøm fra den elektrolytiske kondensator C1, hvis ladning sker gennem kredsløbet: + 12V, VD1, C1, en åben transistor VT2 (gennem elektroderne er drænet kilden), "almindelig".
Med andre ord forekommer ladningen på kondensator C1, mens den lavere nøgletransistor er åben. I dette øjeblik er kondensatorens C1 minusterminal næsten kortsluttet til den fælles ledning (modstanden for det åbne dræn - kildesektionen af kraftige felteffekttransistorer er tusindedele af Ohm!), Hvilket gør det muligt at oplade det.
Når transistoren VT2 er lukket, lukkes dioden VD1 også, ladningen af kondensatoren C1 stopper indtil næste åbning af transistoren VT2.Men ladningen af kondensator C1 er tilstrækkelig til at drive DA1-chippen, mens transistoren VT2 er lukket. På dette øjeblik er naturligvis transistoren for den øverste nøgle i lukket tilstand. Denne ordning med tændingsnøgler viste sig at være så god, at den anvendes uden ændringer i andre amatørdesign.
Denne artikel diskuterer kun de enkleste skemaer for amatør-trefasede invertere på mikrokredsløb med lille og mellemstor integrationsgrad, hvorfra alt startede, og hvor du endda kan overveje alt indefra ved hjælp af skemaet. Mere moderne design er lavet ved hjælp af mikrokontrollere, oftest PIC-serier, hvor ordninger også er blevet gentagne gange offentliggjort i Radiomagasiner.
Mikrocontroller-styreenheder i henhold til skemaet er enklere end på mikrokredsløb med medium integrationsgrad, de har så nødvendige funktioner som jævn motorstart, beskyttelse mod overbelastning og kortslutning og nogle andre. I disse blokke implementeres alt på bekostning af kontrolprogrammer eller som de kaldes ”firmware”. Betjeningsenheden for en trefaset inverter afhænger nøjagtigt af disse programmer.
Temmelig enkle kredsløb til trefaset inverter-controllere offentliggøres i tidsskriftet Radio 2008 nr. 12. Artiklen kaldes "Masteroscillatoren til en trefaset inverter." Forfatteren til artiklen er også forfatteren af en række artikler om mikrokontrollere og mange andre designs. Artiklen præsenterer to enkle kredsløb på mikrokontrollere PIC12F629 og PIC16F628.
Rotationsfrekvensen i begge skemaer ændres trinvist ved hjælp af enpolede afbrydere, hvilket er ganske nok i mange praktiske tilfælde. Der er også et link, hvor du kan downloade færdiglavet "firmware", og derudover et specielt program, som du kan ændre parametre for "firmware" efter eget skøn. Det er også muligt at betjene generatorgenstanden "demo". I denne tilstand reduceres generatorens frekvens med 32 gange, hvilket gør det muligt visuelt at bruge lysdioderne til at iagttage driften af generatorerne. Det giver også anbefalinger til tilslutning af strømforsyningen.
Men hvis du ikke ønsker at engagere dig i mikrokontrollerprogrammering, har Motorola frigivet en specialiseret intelligent controller MC3PHAC, designet til 3-fase motorkontrolsystemer. På grundlag heraf er det muligt at skabe billige systemer med et justerbart trefaset drev, der indeholder alle de nødvendige funktioner til kontrol og beskyttelse. Sådanne mikrokontrollere bruges i stigende grad i forskellige husholdningsapparater, for eksempel i opvaskemaskiner eller køleskabe.
Komplet med MC3PHAC-controlleren er det muligt at bruge off-the-shelf-moduler, for eksempel IRAMS10UP60A udviklet af International Rectifier. Modulerne indeholder seks strømafbrydere og et kontrolkredsløb. Yderligere oplysninger om disse elementer findes i deres databladdokumentation, som er let at finde på Internettet.
Boris Aladyshkin
Se også på elektrohomepro.com
: