kategorier: Udvalgte artikler » Praktisk elektronik
Antal visninger: 411895
Kommentarer til artiklen: 5
Bipolære transistoromskifter
En transistor er en halvlederenhed, der kan forstærke, konvertere og generere elektriske signaler. Den første operationelle bipolære transistor blev opfundet i 1947. Materialet til dets fremstilling var germanium. Og allerede i 1956 blev en siliciumtransistor født.
En bipolar transistor bruger to typer ladningsbærere - elektroner og huller, hvorfor sådanne transistorer kaldes bipolære. Foruden bipolar findes der unipolare (felt) transistorer, hvor kun en type bærer bruges - elektroner eller huller. Denne artikel vil dække bipolære transistorer.
Lang tid transistorer de var hovedsageligt germanium og havde en p-n-p struktur, som blev forklaret med kapaciteterne i datidens teknologier. Men parametrene for germanium-transistorer var ustabile, deres største ulempe er den lave driftstemperatur - ikke mere end 60..70 grader celsius. Ved højere temperaturer blev transistorer ukontrollerbare og mislykkedes derefter fuldstændigt.
Over tid begyndte siliciumtransistorer at fortrænge germaniums kolleger. I øjeblikket er de hovedsageligt silicium og bruges, og det er ikke overraskende. Når alt kommer til alt forbliver siliciumtransistorer og dioder (næsten alle typer) operationelle op til 150 ... 170 grader. Siliciumtransistorer er også "udstopningen" af alle integrerede kredsløb.
Transistorer betragtes med rette som en af menneskehedens store opdagelser. Efter at have udskiftet de elektroniske lamper, udskiftede de ikke kun dem, men gjorde en revolution inden for elektronik, overraskede og chokerede verden. Hvis der ikke var nogen transistorer, ville mange moderne enheder og enheder, så velkendte og tæt, simpelthen ikke være født: forestil dig f.eks. En mobiltelefon med elektroniske lamper! For mere information om transistors historie, se her.
De fleste siliciumtransistorer har en n-p-n-struktur, hvilket også forklares med produktionsteknologien, selvom der er silicium-p-n-p-type transistorer, men de er lidt mindre end n-p-n-strukturer. Sådanne transistorer bruges som del af komplementære par (transistorer med forskellig ledningsevne med de samme elektriske parametre). For eksempel KT315 og KT361, KT815 og KT814 og i udgangstrinnene for transistor UMZCH KT819 og KT818. I importerede forstærkere bruges ofte et kraftfuldt komplementært par af 2SA1943 og 2SC5200.
Ofte kaldes transistorer med en p-n-p-struktur fremad-ledningsevne-transistorer, og n-p-n-strukturer er omvendte transistorer. Af en eller anden grund findes et sådant navn næsten aldrig i litteraturen, men i kredsen af radioingeniører og radioentusiaster bruges det overalt, alle forstår straks, hvad der står på spil. Figur 1 viser en skematisk struktur af transistorer og deres grafiske symboler.
Figur 1
Ud over forskelle i ledningsevne og materiale klassificeres bipolære transistorer efter effekt og driftsfrekvens. Hvis spredningseffekten på transistoren ikke overstiger 0,3 W, betragtes en sådan transistor som lav effekt. Med en effekt på 0,3 ... 3 W kaldes transistoren en mellemeffekttransistor, og med en effekt på mere end 3 W betragtes effekten som stor. Moderne transistorer er i stand til at sprede effekten på flere titalls eller endda hundreder af watt.
Transistorer forstærker elektriske signaler ikke lige så godt: med stigende frekvens falder transistortrinnets forstærkning, og ved en bestemt frekvens stopper den helt. Derfor er transistorer tilgængelige med forskellige frekvensegenskaber for at arbejde i en lang række frekvenser.
I henhold til driftsfrekvensen er transistorer opdelt i lavfrekvente frekvenser, - driftsfrekvensen er ikke mere end 3 MHz, midtfrekvensen - 3 ... 30 MHz, højfrekvens - mere end 30 MHz.Hvis driftsfrekvensen overstiger 300 MHz, er dette mikrobølgetransistorer.
Generelt er der i alvorlige tykke referencebøger mere end 100 forskellige parametre af transistorer, hvilket også indikerer et stort antal modeller. Og antallet af moderne transistorer er sådan, at de fuldt ud ikke kan placeres i noget bibliotek. Og opstillingen vokser konstant, så vi kan løse næsten alle opgaver, som udviklerne har sat.
Der er mange transistorkredsløb (husk bare antallet af mindst husholdningsudstyr) til at forstærke og konvertere elektriske signaler, men med al mangfoldighed består disse kredsløb af separate trin, hvis basis er transistorer. For at opnå den nødvendige signalforstærkning er det nødvendigt at anvende flere forstærkningsstadier, der er forbundet i serie. For at forstå, hvordan forstærkertrin fungerer, skal du blive mere fortrolig med transistoromskifter.
Transistoren alene kan ikke forstærke noget. Dets forstærkende egenskaber er, at små ændringer i indgangssignalet (strøm eller spænding) fører til betydelige ændringer i spænding eller strøm ved udgangen af kaskaden på grund af energiforbruget fra en ekstern kilde. Det er denne egenskab, der er vidt brugt i analoge kredsløb - forstærkere, tv, radio, kommunikation osv.
For at forenkle præsentationen vil vi overveje kredsløb på transistorer af n-p-n-strukturen her. Alt, hvad der vil blive sagt om disse transistorer, gælder ligeledes p-n-p-transistorer. Bare ændre strømkildernes polaritet, elektrolytiske kondensatorer og dioderhvis nogen, for at få et arbejdskredsløb.
Transistor switching kredsløb
Der er i alt tre sådanne skemaer: et kredsløb med en fælles emitter (OE), et kredsløb med en fælles samler (OK) og et kredsløb med en fælles base (OB). Alle disse skemaer er vist i figur 2.
Figur 2
Men inden du går videre til at overveje disse kredsløb, skal du blive bekendt med, hvordan transistoren fungerer i nøgletilstand. Denne bekendt skal lette forståelsen. transistor drift i forstærkningstilstand. I en bestemt forstand kan et nøgleskema betragtes som en slags skema med MA.
Transistorbetjening i nøgletilstand
Før du studerer transistorens drift i signalforstærkningstilstand, er det værd at huske, at transistorer ofte bruges i nøgletilstand.
Denne driftsform af transistoren er blevet overvejet i lang tid. I august 1959-udgaven af Radiomagasinet blev der offentliggjort en artikel af G. Lavrov "Semiconductor triode in key mode". Forfatteren til artiklen foreslog juster hastigheden på kollektormotoren ændring i varigheden af impulser i styringsviklingen (OS). Nu kaldes denne reguleringsmetode PWM og bruges ret ofte. Diagrammet fra datidens tidsskrift er vist i figur 3.
Figur 3
Men nøgletilstand bruges ikke kun i PWM-systemer. Ofte tænder og slukker en transistor bare noget.
I dette tilfælde kan relæet bruges som en belastning: de gav et indgangssignal - relæet tændt, nej - relæsignalet slukket. I stedet for relæer i tastetilstand bruges ofte lyspærer. Normalt gøres dette for at indikere: lyset er enten tændt eller slukket. Et diagram over et sådant nøgletrinn er vist i figur 4. Nøgletrinnene bruges også til at arbejde med LED'er eller optokoblere.
Figur 4
I figuren styres kaskaden af en normal kontakt, skønt der kan være en digital chip eller mikrocontroller. Denne lampe bruges til at belyse instrumentbrættet i "Lada". Det skal bemærkes, at 5V bruges til styring, og den kommuterede kollektorspænding er 12V.
Der er ikke noget mærkeligt i dette, da spændinger ikke spiller nogen rolle i dette kredsløb, er kun strømme af betydning.Derfor kan pæren være mindst 220V, hvis transistoren er designet til at arbejde med sådanne spændinger. Spændingen på kollektorkilden skal også svare til belastningens driftsspænding. Ved hjælp af sådanne kaskader er belastningen forbundet til digitale mikrokredsløb eller mikrokontrollere.
I dette skema styrer basestrømmen kollektorstrømmen, som på grund af energiforsyningen er flere titusinder eller endda hundreder af gange (afhængig af kollektorbelastningen) end basestrømmen. Det er let at se, at strømforstærkning finder sted. Når transistoren fungerer i nøgletilstand, omtales den værdi, der bruges til beregning af kaskaden, normalt som "strømforstærkning i stor signaltilstand" i referencebøgerne, angivet med bogstavet β i referencebøgerne. Dette er forholdet mellem kollektorstrømmen, bestemt af belastningen, og den mindst mulige basisstrøm. I form af en matematisk formel ser det sådan ud: β = Iк / Iб.
For de fleste moderne transistorer er koefficienten β den er som regel ganske stor fra 50 og højere, når beregningen af nøgletrinnet kan beregnes, kan det derfor tages som kun 10. Selv hvis basisstrømmen viser sig at være mere end den beregnede strøm, vil transistoren ikke åbne mere fra dette, så er det også en nøgletilstand.
For at tænde pæren vist i figur 3, Ib = Ik / β = 100mA / 10 = 10mA, er dette mindst. Med en styrespænding på 5V ved basismodstanden Rb minus spændingsfaldet i BE-sektionen, forbliver 5V - 0,6V = 4,4V. Basismodstandens modstand er: 4,4V / 10mA = 440 Ohm. En modstand med en modstand på 430 ohm er valgt fra standardserien. En spænding på 0,6 V er spændingen ved B - E-krydset og bør ikke glemmes i beregningerne!
For at forhindre transistorbasen i at "hænge i luften", når man åbner kontrolkontakten, shuntes normalt B-E-overgangen af modstanden Rbe, som pålideligt lukker transistoren. Denne modstand skal ikke glemmes, selvom den af en eller anden grund ikke er af en eller anden grund, hvilket kan føre til en falsk betjening af kaskaden fra interferens. Faktisk vidste alle om denne modstand, men af en eller anden grund glemte de det og trådte igen på "riven".
Værdien af denne modstand skal være sådan, at når kontakten åbnes, viser spændingen ved basen sig ikke at være mindre end 0,6 V, ellers vil kaskaden være ukontrollerbar, som om sektion B - E blot var kortsluttet. I praksis indstilles RBe-modstanden til en værdi af cirka ti gange mere end RB. Men selv hvis Rb-værdien er 10K, fungerer kredsløbet ganske pålideligt: base- og emitterpotentialerne vil være lige, hvilket vil føre til lukningen af transistoren.
En sådan nøglekaskade kan, hvis den fungerer, tænde pæren i fuld varme eller slukke den helt. I dette tilfælde kan transistoren være helt åben (mætningstilstand) eller helt lukket (afskærmningstilstand). Umiddelbart, selvfølgelig, antyder konklusionen sig selv, at der mellem disse "grænser" -tilstande er sådan noget, når pæren skinner fuldstændigt. Er transistoren halvt åben eller halvt lukket i dette tilfælde? Det er som i problemet med at fylde glasset: optimisten ser glasset halvt fuldt, mens pessimisten betragter det som halvtomt. Denne funktionsmåde for transistoren kaldes forstærkning eller lineær.
Transistorbetjening i signalforstærkningstilstand
Næsten alt moderne elektronisk udstyr består af mikrokredsløb, hvor transistorer er "skjult". Vælg blot driftsform for driftsforstærkeren for at opnå den ønskede forstærkning eller båndbredde. På trods af dette bruges kaskader ofte på diskrete ("løse") transistorer, og derfor er en forståelse af driften af forstærkertrinet ganske enkelt nødvendig.
Den mest almindelige inkludering af en transistor sammenlignet med OK og OB er et almindeligt emitterkredsløb (OE). Årsagen til denne udbredelse er først og fremmest en høj stigning i spænding og strøm.Den højeste forøgelse af OE-kaskaden opnås, når halve spændingen i strømforsyningen Epit / 2 falder ved kollektorbelastningen. Følgelig falder den anden halvdel på K-E-sektionen af transistoren. Dette opnås ved at indstille kaskaden, som vil blive beskrevet nedenfor. Denne forstærkningstilstand kaldes klasse A.
Når du tænder transistoren med OE, er udgangssignalet på samleren i antifase med indgangen. Som ulemper kan det bemærkes, at indgangsimpedansen for OE er lille (ikke mere end flere hundrede ohm), og outputimpedansen ligger i intervallet på titalls KOhms.
Hvis transistoren i nøgletilstand er kendetegnet ved en strømforstærkning i stor signaltilstand β, derefter i forstærkningstilstand, anvendes "den nuværende forstærkning i det lille signaltilstand", betegnet i h21e-referencebøgerne. Denne betegnelse kom fra repræsentationen af en transistor i form af en fire-terminal enhed. Bogstavet "e" angiver, at målingerne blev foretaget, da transistoren med en fælles emitter blev tændt.
Koefficienten h21e er som regel noget større end β, selvom du i beregninger som en første tilnærmelse kan bruge den. Alligevel er spredningen af parametrene β og h21e så stor, selv for en type transistor, at beregningerne kun er omtrentlige. Efter sådanne beregninger kræves som regel konfiguration af kredsløbet.
Forøgelsen af transistoren afhænger af tykkelsen på basen, så du kan ikke ændre den. Derfor er den store spredning af gevinsten ved transistorer taget endda fra en kasse (læs en batch). For laveffekttransistorer varierer denne koefficient mellem 100 ... 1000 og for kraftige 5 ... 200. Jo tyndere basen er, jo højere er forholdet.
Det enkleste tændingskredsløb for en OE-transistor er vist i figur 5. Dette er kun et lille stykke fra figur 2, der er vist i artiklets anden del. Dette kredsløb kaldes et fast basestrømkredsløb.
Figur 5
Ordningen er ekstremt enkel. Inputsignalet leveres til transistorns basis gennem en isolationskondensator Cl, og når den forstærkes, fjernes den fra transistorens samler gennem en kondensator C2. Formålet med kondensatorerne er at beskytte indgangskredsløbene mod den konstante komponent i indgangssignalet (husk bare carbon- eller elektretmikrofonen) og tilvejebringe den nødvendige båndbredde for kaskaden.
Modstand R2 er samlerbelastningen for kaskaden, og R1 leverer en konstant forspænding til basen. Ved hjælp af denne modstand prøver de at fremstille kollektorspændingen Epit / 2. Denne tilstand kaldes transistorens arbejdspunkt, i dette tilfælde er kaskadens forstærkning maksimal.
Cirka modstanden af modstanden R1 kan bestemmes ved den enkle formel R1 ≈ R2 * h21e / 1.5 ... 1.8. Koefficienten 1,5 ... 1,8 erstattes afhængigt af forsyningsspændingen: ved lav spænding (ikke mere end 9V) er koefficientværdien ikke mere end 1,5, og starter fra 50V, nærmer den sig 1,8 ... 2,0. Men formlen er faktisk så omtrentlig, at modstanden R1 oftest skal vælges, ellers opnås ikke den krævede værdi af Epit / 2 på samleren.
Kollektormodstanden R2 er indstillet som en betingelse for problemet, da kollektorstrømmen og forstærkningen af kaskaden som helhed afhænger af dens størrelse: jo større modstanden for modstanden R2 er, jo højere er gevinsten. Men du skal være forsigtig med denne modstand, kollektorstrømmen skal være mindre end den maksimalt tilladte for denne type transistor.
Ordningen er meget enkel, men denne enkelhed giver det negative egenskaber, og du skal betale for denne enkelhed. For det første afhænger forstærkningen af kaskaden af den specifikke forekomst af transistoren: den erstattede transistoren under reparation, - vælg forskydningen igen, send den ud til driftsstedet.
For det andet, fra omgivelsestemperaturen, - med stigende temperatur stiger kollektorens reversstrøm Ico, hvilket fører til en stigning i kollektorstrømmen. Og hvor er så halvdelen af forsyningsspændingen på Epit / 2-opsamleren, det samme arbejdssted? Som et resultat opvarmes transistoren endnu mere, hvorefter den svigter.For at slippe af med denne afhængighed eller i det mindste minimere den introduceres yderligere elementer af negativ feedback - OOS - i transistorkaskaden.
Figur 6 viser et kredsløb med en fast forspændingsspænding.
Figur 6
Det ser ud til, at spændingsdeleren Rb-k, Rb-e vil tilvejebringe den krævede indledende forskydning af kaskaden, men faktisk har en sådan kaskade alle ulemperne ved et fast strømkredsløb. Således er det viste kredsløb blot en variation af det faste strømkredsløb, der er vist i figur 5.
Ordninger med termisk stabilisering
Situationen er noget bedre i tilfælde af anvendelse af ordningerne vist i figur 7.
Figur 7
I et kollektorstabiliseret kredsløb er forspændingsmodstanden R1 ikke forbundet med strømkilden, men til transistorens samler. I dette tilfælde, hvis temperaturen stiger, stiger omvendt strøm, transistoren åbner sig stærkere, kollektorspændingen falder. Dette fald fører til et fald i den forspændingsspænding, der leveres til basen gennem R1. Transistoren begynder at lukke, kollektorstrømmen falder til en acceptabel værdi, arbejdspunktets position gendannes.
Det er åbenlyst, at en sådan stabiliseringsforanstaltning fører til et vist fald i forstærkningen af kaskaden, men dette betyder ikke noget. Den manglende forstærkning tilføjes normalt ved at øge antallet af amplifikationstrin. Men et sådant miljøbeskyttelsessystem kan udvide kaskadets driftstemperatur betydeligt.
Kaskadets kredsløb med emitterstabilisering er noget mere kompliceret. Forstærkningsegenskaberne for sådanne kaskader forbliver uændrede i et endnu bredere temperaturområde end i det kollektorstabiliserede kredsløb. Og endnu en ubestridelig fordel - når du udskifter en transistor, behøver du ikke at genvælge kaskadets driftsformer.
Emittermodstanden R4, der tilvejebringer temperaturstabilisering, reducerer også forøgelsen af kaskaden. Dette er til jævnstrøm. For at udelukke påvirkningen af modstand R4 på forstærkning af vekselstrøm, overføres modstand R4 af kondensator Ce, som er en ubetydelig modstand for vekselstrøm. Dets værdi bestemmes af forstærkerens frekvensområde. Hvis disse frekvenser ligger i lydområdet, kan kondensatorens kapacitet være fra enheder til tiere eller endda hundreder af mikrofarader. For radiofrekvenser er dette allerede hundrededele eller tusindedele, men i nogle tilfælde fungerer kredsløbet fint, selv uden denne kondensator.
For bedre at forstå, hvordan emitterstabilisering fungerer, skal du overveje kredsløbet til tænding af en transistor med en fælles OK-opsamler.
Det fælles opsamlingskredsløb (OK) er vist i figur 8. Dette kredsløb er en skive i figur 2 fra den anden del af artiklen, hvor alle tre transistoromskifter kredsløb er vist.
Figur 8
Kaskaden indlæses af emittermodstanden R2, indgangssignalet tilføres gennem kondensatoren Cl, og udgangssignalet fjernes gennem kondensatoren C2. Her kan du spørge, hvorfor kaldes denne ordning OK? Faktisk, hvis vi husker OE-kredsløbet, er det klart synligt der, at emitteren er forbundet til en fælles kredsløbstråd, i forhold til hvilken indgangssignalet leveres og udgangssignalet tages.
I OK-kredsløbet er samleren simpelthen forbundet til en strømkilde, og ved første øjekast ser det ud til, at det ikke har noget at gøre med input- og output-signalet. Men faktisk har EMF-kilden (strømbatteri) en meget lille intern modstand, for et signal er det næsten et punkt, en og samme kontakt.
Mere detaljeret kan betjeningen af OK-kredsløbet ses i figur 9.
Figur 9
Det er kendt, at for siliciumtransistorer er spændingen for bi-e-overgangen i området 0,5 ... 0,7 V, så du kan tage den i gennemsnit 0,6 V, hvis du ikke sætter målet om at udføre beregninger med en nøjagtighed på tiendedele af en procent. Som det kan ses i figur 9, vil udgangsspændingen altid være mindre end indgangsspændingen ved værdien af Ub-e, nemlig de samme 0,6V.I modsætning til OE-kredsløbet inverterer dette kredsløb ikke indgangssignalet, det gentager det ganske enkelt og reducerer det endda med 0,6V. Dette kredsløb kaldes også en emitterfølger. Hvorfor er der behov for en sådan ordning, hvad er dens anvendelse?
OK-kredsløbet forstærker det aktuelle signal h21e-gange, hvilket indikerer, at kredsløbets indgangsmodstand er h21e gange større end modstanden i emitterkredsløbet. Med andre ord, uden frygt for at brænde transistoren, kan du anvende spænding direkte til basen (uden en begrænsende modstand). Bare tag basestiften og tilslut den til + U-strømbussen.
En høj indgangsimpedans giver dig mulighed for at tilslutte en indgangskilde med høj impedans (kompleks impedans), såsom en piezoelektrisk afhentning. Hvis en sådan afhentning er tilsluttet kaskaden i henhold til OE-skemaet, "lander" pickup-signalet simpelthen pickup-signalet - "radioen vil ikke afspille".
Et karakteristisk træk ved OK-kredsløbet er, at dets kollektorstrøm Ik kun afhænger af indgangssignalkildens belastningsmodstand og spænding. Samtidig spiller transistorens parametre overhovedet ingen rolle. De siger om sådanne kredsløb, at de er dækket af hundrede procent spændingsfeedback.
Som vist i figur 9 er strømmen i emitterbelastningen (det er emitterstrømmen) In = Ik + Ib. Under hensyntagen til, at basisstrømmen Ib er ubetydelig sammenlignet med opsamlerstrømmen Ik, kan vi antage, at belastningsstrømmen er lig med opsamlerstrømmen IN = Iк. Strømmen i belastningen vil være (Uin - Ube) / Rн. I dette tilfælde antager vi, at Ube er kendt og altid er lig med 0,6V.
Det følger, at kollektorstrømmen Ik = (Uin - Ube) / Rn kun afhænger af indgangsspændingen og belastningsmodstanden. Belastningsmodstanden kan ændres inden for brede grænser, det er dog ikke nødvendigt at være særligt nidkjær. Faktisk, hvis vi i stedet for RN sætter en søm - en hundredeedel, så kan ingen transistor tåle det!
OK-kredsløbet gør det ganske let at måle den statiske strømoverførselskoefficient h21e. Hvordan man gør dette er vist i figur 10.
Figur 10
Mål først belastningsstrømmen som vist i figur 10a. I dette tilfælde behøver transistorens base ikke at forbindes overalt, som vist på figuren. Derefter måles basisstrømmen i overensstemmelse med figur 10b. Målinger bør i begge tilfælde udføres i samme mængder: enten i ampere eller i milliamper. Strømforsyningsspændingen og belastningen skal forblive uændret i begge målinger. For at finde ud af den statiske koefficient for strømoverførsel er det nok at dele belastningsstrømmen med basisstrømmen: h21e ≈ In / IB.
Det skal bemærkes, at med en stigning i belastningsstrømmen falder h21e lidt, og med en stigning i forsyningsspændingen stiger den. Emitter-repeatere er ofte bygget på et push-pull-kredsløb ved hjælp af komplementære par af transistorer, som gør det muligt at øge enhedens udgangseffekt. En sådan emitterfølger er vist i figur 11.
Figur 11
Figur 12
Tænde for transistorer i henhold til et skema med en fælles OB-base
Et sådant kredsløb giver kun spændingsforstærkning, men har bedre frekvensegenskaber sammenlignet med OE-kredsløbet: de samme transistorer kan fungere ved højere frekvenser. Den vigtigste anvendelse af OB-ordningen er UHF-antenneforstærkere. Et diagram af antenneforstærkeren er vist i figur 12.
Se også på elektrohomepro.com
: